В радиоприёмных устройствах (РПУ) на смену ламповой технике пришли полупроводниковые приборы. Так, биполярные транзисторы позволили резко сократить габариты и массу аппаратуры, потребляемую от источника питания мощность и т. д. Но сравнение электронных ламп и биполярных транзисторов по устойчивости к воздействию помех оказывается не в пользу последних.
Применение полевых транзисторов позволяет улучшить многие параметры радиоприёмных устройств. Так, использование свойства квадратичности передаточной характеристики полевого транзистора позволяет уменьшить нелинейные и перекрёстные искажения во входных каскадах усилителей радиочастоты (УРЧ). Смесители, выполненные на ПТ, в отношении коэффициента шума, перекрёстной модуляции и помех от гармоник гетеродина, превосходят аналогичные схемы на обычных транзисторах. Цепи АРУ с использованием полевых транзисторов практически не потребляют мощности, причём несложно получить диапазон регулировки до 60 дБ.
Все эти свойства полевых транзисторов обусловили большой интерес к ним со стороны разработчиков радиоприёмных устройств.
ПАРАМЕТРЫ ПРОВОДИМОСТИ ПОЛЕВОГО ТРАНЗИСТОРА НА ВЫСОКИХ ЧАСТОТАХ
Полевые транзисторы, используемые в УВЧ и УПЧ радиоприёмных устройств, можно рассматривать как линейные активные четырёхполюсники, так как в любой схеме включения при малых уровнях усиливаемых напряжений нелинейность статических характеристик ПТ не проявляется. Свойства ПТ как четырёхполюсника могут быть описаны через H-, Z- или Y-параметры.
В дальнейшем будем использовать систему Y-параметров, так как в этом случае при анализе работы усилительных каскадов математические выкладки оказываются наиболее простыми.
Выбрав в качестве независимых переменных входные и выходные напряжения, получим следующие уравнения четырёхполюсника:
где 
- входная проводимость четырёхполюсника при короткозамкнутом выходе;
- обратная взаимная проводимость при короткозамкнутом входе;
- прямая взаимная проводимость четырёхполюсника при короткозамкнутом выходе;
- выходная проводимость четырёхполюсника при короткозамкнутом входе.
Выразим проводимости четырёхполюсника через элементы эквивалентной схемы ПТ (рис. 1)
(4)
(5)
Цепочка r к -С к (рис. 1) представляет собой аппроксимацию реальной цепи с распределёнными параметрами, расположенной между каналом и затвором.
Таблица 1
Рис. 1. Эквивалентная схема полевого транзистора.
Приведённые выражения для Y-параметров справедливы для схемы с общим истоком; для остальных схем включения полевого транзистора: с общим затвором и общим стоком - они могут быть определены из табл. 1.
РЕЗОНАНСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Резонансные усилители на полевых транзисторах по схемному решению почти ничем не отличаются (кроме цепей смещения) от подобных усилителей на обычных транзисторах. В них применяются те же схемы межкаскадных связей: трансформаторная, автотрансформаторная и ёмкостная.
Однако, учитывая высокое входное сопротивление ПТ, целесообразно подключение цепи затвора непосредственно к колебательному контуру предыдущего каскада. В связи с этим при расчёте каскадов резонансных усилителей на ПТ можно воспользоваться выражениями, полученными для усилителей на биполярных транзисторах , приняв входную проводимость полевого транзистора g вх = 0, а коэффициент включения цепи затвора к колебательному контуру предыдущего каскада m 2 =1 (что справедливо для частот меньших 0,7f г, где f г = S/(2πC з.с))
Тогда коэффициент усиления каскада на резонансной частоте
(7)
где m 1 =U 1 /U 2 (рис. 2);
- активная проводимость контура на резонансной частоте;
g вых - выходная проводимость транзистора предыдущего каскада.
С учётом выражения (7) полосу пропускания можно вычислить по формуле
где d - заданный уровень отсчёта (обычно 0,7); δэ = g 0 ω p L - эквивалентное затухание колебательного контура;
g 0 = g K0 + m 1 2 g вых
Избирательность каскада
l/y = (l + ξ 2) 0.5 , (9)
где ξ - обобщённая расстройка.
Рис. 2. Принципиальная схема резонансного усилителя с автотрансформаторной связью.
Резонансный коэффициент усиления каскада при заданной полосе пропускания
(10)
где С - ёмкость колебательного контура.
На рис. 2 изображена схема резонансного усилителя с автотрансформаторной связью на полевых транзисторах. Цепочка R ф C ф является развязывающим фильтром. При отсутствии этого фильтра переменные составляющие тока стока транзистора, протекая через источник питания Е с, создали бы на его внутреннем сопротивлении переменное напряжение, изменяющееся с частотой сигнала, что могло бы привести к неустойчивой работе усилителя. Сопротивление резистора R ф таково, что падение постоянного напряжения на нём не превышает 0,5-1 В. Ёмкость конденсатора С ф выбирается таким образом, чтобы его сопротивление токам высокой частоты было в 10-20 раз меньше сопротивления резистора R ф .
Резистор R 2 служит для создания автоматического смещения, получаемого за счёт протекания через R 2 постоянной составляющей тока истока.
Конденсатор С 3 блокирует резистор R 2 по высокой частоте, благодаря чему отрицательная обратная связь на частоте усиливаемых колебаний отсутствует.
Выходное сопротивление полевого транзистора составляет десятки - сотни килоом, т. е. такого же порядка, как и у биполярных транзисторов. Поэтому сток полевого транзистора Т 1 подключён к части колебательного контура, чтобы не шунтировать последний.
РЕЗОНАНСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ С НЕЙТРАЛИЗАЦИЕЙ
При описании резонансного каскада на ПТ не учитывалось влияние внутренней обратной связи через ёмкость С з.с. Если нагрузкой в цепи стока является колебательный контур, то наличие этой обратной связи может привести к потере устойчивости усилителя (в пределе к самовозбуждению).
По этой причине при работе на высоких частотах применяют меры для устранения нежелательной внутренней обратной связи путём нейтрализации, рассогласования или использования каскодного включения транзисторов.
Рис. 3. Схема усилителя резонансной частоты с нейтрализацией.
Следует заметить, что отношение С з.с /С з.и у ПТ на 1-2 порядка больше, чем отношение С б.к /С б.э у биполярных транзисторов. Отсюда и различие в величине обратной связи. Поэтому схема нейтрализации, успешно применяющаяся для биполярных транзисторов, оказывается малоэффективной для полевых . Кроме того, межэлектродные ёмкости полевых транзисторов зависят от напряжений на электродах. Поэтому условия нейтрализации, выполненные для данной рабочей точки, будут нарушаться при изменении режима ПТ по постоянному току.
В показано, что коэффициент усиления по мощности нейтрализованного резонансного каскада в режиме согласования равен:
(11)
где g вх , g пр , g вых - активные составляющие проводимостей транзистора; Y 21 и Y 12 - полные проводимости транзистора.
Поскольку изложение принципов работы схем на МОП-транзисторах выходит за рамки данной статьи, укажем лишь, что резонансные усилители целесообразно выполнять на двухзатворных полевых транзисторах (МОП-тетродах) типов КП306 и КП350. При этом отпадает необходимость в нейтрализации проходной ёмкости, поскольку она у подобных транзисторов составляет 0,02-0,035 пФ. Кроме того, наличие двух управляющих электродов позволяет широко использовать МОП-тетроды в преобразователях частоты, усилителях с АРУ и т. д.
КАСКОДНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Другим способом уменьшения действия внутренней обратной связи через проходную ёмкость с целью повышения устойчивого коэффициента усиления, а также улучшения отношения сигнал/шум является каскодное включение полевых транзисторов.
Каскодная схема состоит из двух последовательно включённых каскадов, при этом нагрузкой первого транзистора служит входная проводимость второго. Как правило, первым является каскад с общим истоком, а вторым - с общим затвором. При таком сочетании первый каскад, нагруженный большой проводимостью второго, имеет коэффициент усиления по напряжению близким к единице, благодаря чему он обладает большим запасом устойчивости. С другой стороны, схема с общим истоком обладает значительным коэффициентом усиления по мощности, что способствует уменьшению шума двухкаскадного усилителя. Второй каскад с общим затвором, обладая большим коэффициентом устойчивого усиления, позволяет получать необходимое усиление по напряжению.
Рис. 4 Каскодные схемы.
а - последовательное каскодное включение; б - параллельное каскодное включение
На рис. 4 изображены две каскодные схемы на полевых транзисторах. Одна из них (рис. 4, а) содержит два ПТ, включённых последовательно по постоянному току, другая выполнена по схеме параллельного питания.
Усилитель (рис. 4, а) требует примерно вдвое большего напряжения источника питания, но потребляет примерно вдвое меньший ток, чем схема с параллельным питанием транзисторов (рис. 4, б). Кроме того, схема с последовательным питанием транзисторов имеет меньшее количество деталей, чем схема с параллельным питанием.
С целью повышения эффективности каскодного усилителя (при достаточно большом запасе устойчивости) между транзисторами включают согласующий контур (рис. 4, а), образованный индуктивностью L2, выходной ёмкостью транзистора T1 и входной ёмкостью Т2. Этот контур шунтируется выходной проводимостью транзистора T1 и входной проводимостью транзистора Т2, из-за чего он обладает весьма низкой добротностью. Поэтому большого коэффициента усиления по напряжению первый каскад дать не может. Однако если контур настроить на рабочие частоты, где усилительные способности транзисторов ухудшаются, то благодаря этому контуру удаётся несколько поднять усиление. Таким образом, на высоких частотах можно получить примерно такое же усиление, как и на более низких.
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Основные требования, предъявляемые к преобразователю частоты, сводятся к следующему :
преобразователь должен иметь возможно меньший коэффициент шума. Это требование особенно важно при отсутствии в приёмнике усилителя радиочастоты и работе преобразователя непосредственно от входной цепи;
коэффициент усиления преобразователя должен быть возможно большим и возможно меньше зависеть от частоты настройки приёмника;
преобразователь должен создавать возможно меньшее количество дополнительных частот приёма, а относительное ослабление приёма на них должно быть возможно большим;
параметры преобразователя не должны существенно изменяться при всех систематических и случайных вариациях элементов схемы.
По пунктам 1 и 3 преобразователи на полевых транзисторах несколько превосходят аналогичные схемы преобразователей, построенных с использованием биполярных транзисторов.
Рассмотрим работу преобразователя частоты на ПТ, изображённого на рис 5, а .
Рис. 5 Принципиальные схемы преобразователей частоты, а - с отдельным гетеродином; б - с совмещённым гетеродином.
На затвор поступают напряжение смещения E см, напряжение сигнала Uвx и напряжение гетеродина U г. Во избежание взаимодействия между контурами, настроенными на различные частоты, гетеродинный вход выполнен по балансной схеме.
Ток стока в такой схеме смесителя в предположении квадратичной проходной характеристики
где K = Cμ/2L 2 ≈ 10 -3 , С - ёмкость между выводом затвора и выводом канала; μ - подвижность электронов в поверхностном инверсионном слое; L - длина канала; U вх и U г - амплитуда сигнала и гетеродина соответственно.
Анализ выражения (12) показывает, что ток стока состоит из постоянной составляющей, составляющих с частотами ω и ω г, вторых гармоник 2ω и 2ωг, составляющей с суммарной частотой (ω+ωг) и полезной составляющей промежуточной частоты, выделяемой контуром C 5 L 4 . Амплитуда составляющей тока стока с промежуточной частотой
I с. пром = КU вх U г (13)
В отношении перекрёстной модуляции и помех от гармоник гетеродина смесители на полевых транзисторах превосходят аналогичные схемы на биполярных транзисторах. Как видно из (12), образуются лишь вторые гармоники и составляющие с частотами, соответствующими сумме и разности частот входных сигналов. Последнее имеет место только в том случае, если размах напряжений на затворе ограничен диапазоном, в котором крутизна возрастает линейно с ростом напряжения затвора, т. е. соблюдается квадратичность проходной характеристики.
Максимально допустимый размах напряжения на затворе составляет :
(14)
Крутизна смесителя
S см = КU г . (15)
В рассматриваемой схеме смесителя лишь половина напряжения гетеродина подаётся на затвор. Если напряжение сигнала невелико, то напряжение гетеродина охватывает весь диапазон допустимых напряжений на затворе и крутизна смесителя становится равной
(16)
Из выражения (15) видно, что крутизна смесителя прямо пропорциональна амплитуде гетеродина. Это свойство можно использовать для автоматической регулировки усиления: при уменьшении амплитуды гетеродина коэффициент передачи смесителя снижается до нуля. Если напряжение гетеродина мало, то напряжение сигнала может охватывать весь диапазон допустимых напряжений на затворе.
На рис. 5, б изображена схема преобразователя частоты с совмещённым гетеродином, который выполнен по автотрансформаторной схеме. Условие баланса фаз обеспечивается частичным подключением колебательного контура в цепи истока, а баланс амплитуд - соответствующим выбором точки подключения. Двухконтурный фильтр, включённый в цепь стока ПТ и настроенный на частоту f np , для тока с частотой гетеродина представляет практически короткое замыкание и потому не влияет на работу гетеродина. В свою очередь колебательный контур гетеродина также представляет собой короткое замыкание для токов с частотой f пр. Цепочка R1C1 служит для создания отрицательного смещения в цепи затвора .
АРУ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
Полевые транзисторы могут быть использованы в большинстве регуляторов, в которых нашли применение биполярные транзисторы и полупроводниковые диоды:
Регулировка усиления путём изменения режима ПТ по постоянному току (изменение крутизны S);
- регулировка усиления путём включения ПТ, используемого в качестве переменного резистора, в цепь отрицательной обратной связи;
- регулировка усиления с помощью управляемых аттенюаторов (УА) на полевых транзисторах, включаемых в цепь межкаскадной связи.
Построение регулируемых каскадов (АРУ) по первому способу осуществляется подачей управляющего напряжения в цепь затвора, что приводит к изменению крутизны регулируемого ПТ. В этом случае реализуется одно из существенных преимуществ ПТ - высокое входное сопротивление. В отличие от схем АРУ, выполненных на биполярных транзисторах, подобные схемы на полевых транзисторах практически не потребляют мощности от источника управляющего напряжения.
Для всех типов полевых транзисторов идеализированная крутизна линейно убывает при изменении напряжения на затворе (при приближении к U отс) и не зависит от напряжения на стоке, если рабочая точка находится в пологой области стоковых характеристик . Для обеспечения работы в этой области необходимо, чтобы сопротивление нагрузки по постоянному току, включённое последовательно с источником питания в цепь стока ПТ, было невелико.
Пределы регулировки усиления путём изменения режима ПТ ограничиваются, с одной стороны, максимальным значением крутизны, а с другой стороны - температурной нестабильностью параметров транзисторов при малых токах стока и нелинейными искажениями, которые могут возникнуть в таком режиме при больших сигналах.
Для полевых транзисторов типа КП103 отношение S макс /S мин достигает 15-25 .
На рис. 6, а изображена схема простой АРУ на ПТ , в которой регулировка усиления происходит за счёт изменения режима транзистора. Работа такой схемы заключается в следующем. При увеличении уровня сигнала на входе приёмника увеличивается напряжение на выходе детектора Д, которое имеет положительную полярность. Через фильтр RфCф это напряжение поступает на затвор полевого транзистора Т1 и смещает его рабочую точку в область меньших токов, вследствие чего уменьшается коэффициент усиления регулируемого каскада. Параметры фильтра АРУ (RфCф) в радиовещательных приёмниках выбираются таким образом, чтобы для самой низкой частоты модуляции (Ωмин) напряжение звуковой частоты на конденсаторе Сф не превышало приблизительно одной двадцатой части напряжения на нагрузке детектора, т. е. (1/Ω мин С ф) = 0,05Rф . Следовательно, постоянная времени фильтра АРУ RфCф = 20/Ω мин. Постоянная времени фильтра АРУ не должна быть слишком большой, так как в этом случае изменение напряжения на конденсаторе Сф не будет успевать за изменениями уровня сигнала на входе детектора. Поэтому при наличии замираний при приёме на коротких волнах работа АРУ будет приводить к ухудшению качества приёма, а не к его улучшению.
Регулировку усиления можно производить, используя полевой транзистор в качестве переменного резистора, включённого в цепь отрицательной обратной связи. На рис. 6, б изображена принципиальная схема усилительного каскада, в котором регулировка усиления производится изменением глубины отрицательной обратной связи по переменному току с помощью полевого транзистора Т3 .
Рис. 6. Схемы АРУ на ПТ.
а - усилительный каскад с АРУ; б - усилительный каскад с АРУ и динамической нагрузкой в цепи эмиттера; в - однозвенный аттенюатор; г - двухзвенный аттенюатор.
В этой схеме для обеспечения неизменного тока смещения в эмиттерной цепи биполярного транзистора Т1 включён полевой транзистор Т2. Этот же транзистор служит в качестве динамической нагрузки эмиттерной цепи, что обеспечивает максимальный диапазон АРУ. Данная схема реализует диапазон регулировки усиления около 60 дБ.
Свойства полевых транзисторов позволяют использовать их в четырёхполюсниках с управляемым коэффициентом передачи, включаемых в цепь межкаскадной связи. По сравнению с аналогичными схемами на биполярных транзисторах и диодах управляемые аттенюаторы на полевых транзисторах позволяют увеличить допустимую амплитуду сигнала, уменьшить мощность, потребляемую по цепи управления, и создать схемы, в которых практически отсутствует прохождение управляющего напряжения в цепь сигнала.
На рис. 6, в изображена схема делителя, использующего в регулируемом плече дифференциальное сопротивление канала ПТ. Полевые транзисторы с p-n-переходом значительно удобнее в схемах такого типа, поскольку, обладая почти симметричными стоковыми характеристиками относительно начала координат в прямом и инверсном включениях, они не требуют постоянного смещения на стоке.
Из рис. 6, в следует, что коэффициент передачи аттенюатора
(17)
где g 1 - дифференциальная проводимость канала ПТ; g вх - входная проводимость последующего усилительного каскада.
При регулировке коэффициент передачи изменяется в пределах от
если выполняются неравенства g iмакс >> g вх и g iмакс >> 1/R
Эти неравенства обычно хорошо выполняются, если управляемый аттенюатор включён на входе каскада, выполненного на полевом транзисторе. В этом случае максимальная глубина регулировки
(18)
Благодаря тому что gвх каскада на полевом транзисторе мало, имеется возможность выбрать R на 1,5-2 порядка больше, чем в управляемых аттенюаторах, подключаемых на вход биполярных транзисторов. Это позволяет получить большую глубину регулировки.
Максимальная глубина регулировки, выраженная через паспортные значения параметров полевого транзистора ,
(19)
Учитывая, что S макс = 2I с0 /U отс, зависимость (19) можно преобразовать:
(20)
Например, при R=15 кОм однозвенный аттенюатор на полевом транзисторе КП103М позволяет получить глубину регулировки примерно 40 дБ при Rн=1 МОм.
Для достижения более глубокой регулировки (до 60 дБ и выше) применяют двухзвенные и трёхзвенные аттенюаторы. На рис. 6, г показана схема двухзвенного аттенюатора на полевых транзисторах КП103М.
ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ РАДИОПРИЁМНЫХ УСТРОЙСТВ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
В качестве первого примера использования полевых транзисторов в радиоприёмных устройствах рассмотрим ВЧ блок стереофонического ЧМ-приёмника (модель ТЕМ-1000) американской фирмы «Фишер рэйдио» . Он обеспечивает динамический диапазон сигнала свыше 120 дБ при отношении сигнал/шум и значение искажений, удовлетворяющих требованиям, предъявляемым к высококачественной приёмной аппаратуре.
Приёмник позволяет принимать без искажений сигналы в диапазоне от 1,5 мкВ до 0,5 В.
Большой динамический диапазон приёмника получен благодаря применению новых полупроводниковых компонентов.
Между антенной и входом УВЧ включён pin диод. Он действует как легко регулируемый ослабитель, у которого коэффициент ослабления является функцией входного сигнала.
В двух регулируемых каскадах УВЧ использованы полевые транзисторы, чем обеспечивается линейное уменьшение усиления с ростом амплитуды принимаемого сигнала.
Принципиальная схема высокочастотной части приёмника изображена на рис. 7. В блоке ТЕМ-1000 имеется четыре резонансных контура ВЧ (вместо обычных трёх), два из которых объединены в полосовой фильтр большой добротности, чем достигается высокая избирательность УВЧ.
Напряжение АРУ воздействует на оба каскада УВЧ (Т1 и Т2), изменяя смещение на затворах транзисторов. Полевые транзисторы T1-T3 типа TR5528 можно заменить отечественными КП303 (либо КП305); - транзистор Т4 типа AF124 - транзистором ГТ313А.
Другая практическая схема инфрадинного радиоприёмника с использованием полевых транзисторов изображена на рис. 8 . Этот приёмник работает в диапазоне частот 30-150 кГц и обладает достаточно качественными показателями:
Рис. 7. Блок УВЧ на ПТ.
Рис. 8. Принципиальная схема инфрадинного приёмника.
Для удобства согласования входной цепи и осуществления режимной АРУ первый каскад радиоприёмника выполнен по схеме апериодического усилителя радиочастоты на полевом транзисторе КП103Е. Другой полевой транзистор (T3) используется в режиме переменного сопротивления (аттенюатора), управляемого напряжением с выхода детектора АРУ. Такая комбинированная схема АРУ с задержкой по своей эффективности равноценна схеме АРУ с дополнительным усилением.
В рассматриваемом приёмнике большая эффективность регулятора достигнута, в частности, благодаря полному включению контура к детектору АРУ, выполненному на диоде Д2. В данной схеме это возможно благодаря большому входному сопротивлению детектора, обусловленному высоким входным сопротивлением ПТ. Эти особенности выполнения схемы обеспечивают малое шунтирование контура L8, С25, а также коэффициент передачи детектора АРУ, близкий к единице.
В первом каскаде (Т1) осуществляется режимная АРУ глубиной около 25 дБ. Более широкий диапазон регулировки (35 дБ) обеспечивает второй регулируемый элемент - полевой транзистор Т3, который используется в режиме управляемого аттенюатора.
В схеме применены ПТ с малыми напряжениями отсечки, позволяющими добиться высокой крутизны регулировочной характеристики АРУ и упростить схему. Режим максимального усиления каскада на транзисторе Т1 соответствует напряжению на затворе, равному нулю, что позволяет обойтись без автоматического смещения и этим несколько повысить эффективность режимной АРУ .
- Полевые транзисторы. Физика, технология и применение. Пер. с англ. под ред. С. А. Майорова. М., «Советское радио», 1971.
- Севин Л. Полевые транзисторы. М., «Советское радио», 1968.
- Гозлинг В. Применение полевых транзисторов. М., «Энергия», 1970.
- Арсланов М. 3., Рябков В. Ф. Радиоприёмные устройства. М., «Советское радио», 1972
- Радиоприёмные устройства на полупроводниковых приборах. Проектирование и расчёт. Под ред. Р. А. Валитова и А. А. Куликовского. М., «Советское радио», 1968.
- Лютгенау, Барнес. Конструирование схем на полевых транзисторах со структурой МОП. - «Электроника», № 31, 1964.
- Крисилов Ю., Ваулин В. и др. Регулировка усиления каскадов на полевых транзисторах. - В кн.: Тенденции развития активных радиокомпонентов малой мощности. Новосибирск, «Наука», 1970.
- Тыныныка А. Применение полевых транзисторов в устройствах с автоматической регулировкой усиления. В кн.: Тенденции развития активных радиокомпонентов малой мощности. Новосибирск, «Наука», 1970.
- Мергнер Л. Улучшение приёма ЧМ передач при использовании pin диодов и полевых транзисторов.- «Электроника», 1966, № 17.
- Игнатов А. Н. Применение полевых транзисторов типа КП103 в аппаратуре связи. - В кн.: Тенденции развития активных радиокомпонентов малой мощности. Новосибирск, «Наука», 1971.
Здравствуйте! Предлагаю вашему вниманию РА на транзисторах IRF-IRL. Мной была повторена схема приведенная ниже. РА был собран без переделок. Транзисторы специально не подбирались. Пробовал три четверки:- IRF 510, IRF 540, IRLZ 24N. Просто экспериментировал, вернее интересовала самая лучшая отдача мощности на 21 и 28 Мгц. Все работали, но если на НЧ диапазонах мощность подводилась под 120- 140 ватт, то на 21 Мгц спадала до 80 ватт, а на 28 Мгц, до 60 ватт. Питание 13,6в, больше не подавал, хотя можно эти полевики питать и в два, три раза большим напряжением для оживления "пятнашки" и "десятки". Остановился на IRF 540. Прелесть этого РА в том, что он раскачивается очень маленькой мощностью;-3-5 ватт. С QRP трансивером, просто "бомба." Стоимость в пределах 100 гривен, а может и у кого то, вообще, бесплатно выйдет. Но с мощностью раскачки, ПОМНИТЕ ВСЕГДА!!!-не больше 5 ватт. До "двадцатки", гарантированные 100-120 ватт, а что еще нужно? "пятнашка" и "десятка" может у кого то и помощнее получится, но не меньше, чем заявляю. ДПФ отдельная конструкция, взятая из двух или может из трех других транзисторных РА, я подбирал исходя из имеющихся в наличии, емкостей. Не помню уже какой диапазон с какой конструкции, но все они 5го порядка, настроенные ВХ,-ВЫХ.50\50 Ом. Как исполнено конструктивно, видно на снимках.
Усилитель собран по двухтактной схеме на мосфетах T1 - T4. Трансформатор типа длинной линии ТR1 обеспечивает переход от несимметричного источника возбуждения к симметричному входу двухтактного каскада.
Резисторы R7, R9 позволяют согласовать входное сопротивление каскада с 50-омной коаксиальной линией в диапазоне 1,8-30 МГц.
Их низкое сопротивление обеспечивает очень хорошую устойчивость усилителя к самовозбуждению. Для установки начального смещения, служит цепь R14, R15, R20, R21.
Цепь из стабилитрона DZ1 и диодов D1, D2 предохраняют затворы транзисторов от всплесков высокого напряжения. Диоды D4, D5 последовательно с резисторами R11, R12 создают небольшое авто смещение.
Цепочками обратной связи R18, R19. C20, C21 настраивается АЧХ усилителя. Конденсатор С22, подбираем по максимальной амплитуде выходного сигнала на частотах 24-29 Мгц.
Трансформатор TR1 выполнен на бинокле амидон BN-43-202, 2х10 витков эмалированного провода диаметром 0,35 мм. немного скрученных, примерно 2е скрутки на см.
Трансформатор TR2 выполнен на бинокле амидон BN-43-3312 Первичная обмотка один виток из оплетки кабеля, внутри которой намотано 3и витка МГТФ 1мм.
FB1, FB2, ферритовые бусинки амидон FB-43-101, которые одеты непосредственно на выводы резисторов R7, R9. как на схеме.
Дроссель DR1 любой из блока питания от компьютера, который на небольшом ферритовом стержне, обычно имеет 8-15 витков провода 1,5 - 2 мм. В моём случае использован с 10тью витками провода 1,5 мм. При замере прибором, показал индуктивность 4,7 мкГн.
Резистор R14, R15, Желательно применить многооборотные.
Настройка усилителя по току покоя проста, но требует внимания. Резистор R15 устанавливаем в среднее положение, R14 в нижнее по схеме, подаем питание, контакт PTT соединяем с минусом чтобы открылся ключ T5. и на стабилизатор пять вольт пришло питание. Не устанавливая трансформатор TR2, подключаем ампер метр, Плюсовым щупом к плюсу питания, другим (минусовым) щупом, поочередно, к одному и другому плечу транзисторов. Поворачивая движок резистора R14 в верх по схеме, подымаем ток покоя до 100 ма. Затем резистором R15 добиваемся одинаковых показаний обоих плеч. И так далее пока на каждом из плеч не будет по 220 Ма.
На этом настройка тока покоя окончена, можно зафиксировать резисторы лаком или краской, чтобы случайно не сбить.
Усилители мощности, работающие в классе А, применяются редко. В основном это усилители ВЧ радиоприемных устройств с большой перегрузочной способностью. Практическая схема такого усилителя показана на рис.1. Входной L1С1-контур и выходной L2С2-контуры обычно синхронно перестраиваются и настроены на частоту входного сигнала.
Рис.1. Усилитель мощности класса А на МДП-транзисторе
Эквивалентное сопротивление Rэ выходного контура Rэ=P2p2/(RL+Rн"), где р=Sqr(L2/C2), Rн" - сопротивление нагрузки, внесенное в колебательный контур; RL - активное сопротивление потерь; Р2 - коэффициент включения контура. Величина Rн"=Rн/n22, где n2 - коэффициент трансформации.
Добротность выходного контура при его полном включении Q=RэRi/(Rэ+Ri)2pfoL2 снижается из-за шунтирующего действия выходного сопротивления транзистора Ri. У мощных МДП-транзисторов Ri невелико и обычно не превышает десятков килоом. Поэтому для увеличения Q2 используется неполное включение контура.
Полоса пропускания выходного контура 2Df2=fo2/Q2, а частота резонанса fo2=l/2pSqr(L2C2). В КВ-диапазоне такой усилитель может обеспечить Ки до нескольких десятков. Важным показателем усилителя является уровень шумов. Шумовые свойства мощных МДП-транэисторов рассмотрены в работах .
На рис.2 показана практическая схема УМ на мощном МДП-транзисторе КП901А. Поскольку не ставилась задача получения малой полосы частот L2C2, контур включен непосредственно в цепь стока и шунтируется нагрузкой Rн=50 Ом. В классе А усилитель имел Ku=5(Ku=SRн) и Кр>20 на частоте f=30 МГц. При переходе в нелинейный режим выходная мощность достигала 10 Вт.
Рис.2. Высокочастотный усилитель мощности на транзисторе КП901А
Двухкаскадный УМ (рис.3) выполнен на транзисторах КП902А и КП901А. Первый каскад работает в классе А, второй в классе В. Для обеспечения класса В достаточно исключить делитель из цени затвора второго транзистора. В усилителе использована широкополосная цепь связи между каскадами. На частоте 30 МГц усилитель обеспечивал Рвых=10 Вт при Ки>15 и Кр>100.
Рис.3. Двухкаскадный усилитель на мощных МДП-транзисторах
Узкополосный усилитель на рис.4 предназначен для работы в диапазоне частот 144... 146 МГц. Он обеспечивает усиление по мощности 12 дБ, уровень шумов 2,4 дБ и уровень интермодуляционных искажений не более 30 дБ.
Рис.4. Узкополосный усилитель мощности для работы в диапазоне 144... 146 МГц
Резонансный усилитель на мощном МДП-транэисторе 2NS235B (рис.5) на частоте 700 МГц обеспечивает получение Рвых=17 Вт при КПД 40...45%.
Рис.5. Резонансный усилитель мощности с рабочей частотой 700 МГц
Усилитель на рис.6 содержит цепь нейтрализации, уменьшающую до уровня -50 дБ уровень обратных наводок. На частоте 50 МГц усилитель имеет увеличение по мощности 18 дБ, уровень шумов 2,4 дБ и выходную мощность до 1 Вт.
Рис.6. Малошумящий нейтрализованный УМ
В запатентованной схеме рис.7 (патент США 3.919563) на частоте 70 МГц достигнут реальный КПД, равный 90% при выходной мощности 5 Вт на частоте 70 МГц. Добротность выходного контура при этом равна 3.
Рис. 7. Ключевой усилитель мощности с КПД, равным 90%.
На рис.8 представлена схема трехкаскадного УМ на отечественных мощных МДП-транзисторах КП905Б, КП907Б и КП909Б.
Рис.8. Трехкаскадный резонансный УМ диапазона 300 МГц
Усилитель обеспечивает мощность в нагрузке 30 Вт на частоте 300 МГц. В первых двух каскадах используются резонансные П-образные согласующие цепи, а в выходном каскаде - Г-обраэная цепь на входе и П-образная на выходе. Зависимости КПД и Рвых от Uc и Рвыхэ и Кр от Рвх, полученные экспериментально и расчетным путем, представлены на рис.9.
Рис.9. Зависимости параметров оконечного каскада трехкаскадного УМ
от напряжения питания (а) и входной мощности (б):
При использовании УМ в АМ-радиопередатчиках (с амплитудной модуляцией) возникают трудности, связанные с обеспечением линейности модуляционной характеристики, т. е. зависимости Рвых от амплитуды входного сигнала. Они усугубляются при использовании резко нелинейных режимов работы, таких как класс С. На рис.10 представлена схема радиопередатчика КВ-диапазона с амплитудной модуляцией. Мощность передатчика 10,8 Вт при использовании мощного УМДП-транзистора VMP4. Модуляция осуществляется изменением напряжения смещения на затворе.
Рис.10. Схема радиопередатчика КВ-диапазона с амплитудной модуляцией
Для уменьшения нелинейности модуляционной характеристики (кривая 1 на рис.11) в передатчике используется обратная связь по огибающей. Для этого выходное АМ-напряжение выпрямляется и полученный низкочастотный сигнал используется для создания ООС. Модуляционная характеристика 2 на рис.10 иллюстрирует существенное улучшение линейности.
Рис.11. Модуляционная характеристика радиопередатчика
в отсутствии (1) и при наличии (2) линеаризации
На рис.12 приведена принципиальная схема ключевого УМ с выходной номинальной мощностью 10 Вт и рабочей частотой 2,7 МГц. Усилитель выполнен на транзисторах КП902, КП904. Коэффициент полезного действия усилителя при номинальной выходной мощности 72%, коэффициент усиления мощности около 33 дБ. Усилитель возбуждается от логического элемента К133ЛБ, напряжение питания 27 В, пик-фактор напряжения стока выходного каскада равен 2,9. При соответствующей перестройке цепей связи усилитель с заданными параметрами работал в диапазоне 1,6...8,1 МГц.
Рис.12. Ключевой УМ с выходной номинальной мощностью 10 Вт
Для обеспечения заданной мощности на более высоких частотах необходимо увеличивать мощность возбудителя.
Конструктивно оба УМ были собраны на печатных платах с использованием стандартных радиаторов 100x150x20 мм, что объясняется стандартньми размерами блока УМ в радиопередатчиках. Катушки индуктивностей в цепях связи - цилиндрические на ферритовых стержнях марки ВЧ-30 диаметром 16. Добротность катушек индуктивностей Q=150.
В качестве блокировочных дросселей в цепях питания стока транзисторов одноваттного усилителя и предварительного каскада 10-ваттного усилителя использовались стандартные дроссели с индуктивностью 600 мкГн. Дроссель питания в цепи стока транзистора КП904 - на ферритовом кольце, его индуктивность 100 МкГ.
На рис.13 приведена принципиальная схема ключевого УМ с номинальной выходной мощностью Рвых=100 Вт, предназначенная для использования в необслуживаемых радиопередатчиках КВ-диапазона. Усилитель содержит каскад предварительного усиления, обратный на двух транзисторах КП907. На входе VTI включен согласующий П-образный контур С1L1С2СЗ.
Рис.13. Ключевой УМ с номинальной выходной мощностью 100 Вт
Оконечный каскад собран та шести транзисторах КП904А. Такое число транзисторов было выбрано по соображениям повышения КПД. Вместо транзисторов КП904Б можно включить также шесть транзисторов КП909 или три более мощных KП913. Оптимальный ключевой режим цепи стока обеспечивается формирующим контуром, содержащим элементы С14, С15, С16, L7.
Усилитель имеет общий КПД=62%. При этом электронный КПД выходного каскада составляет около 70%. Мостовая схема включения транзисторов предварительного каскада использована для сохранения работоспособности усилителя (хотя и с ухудшенными параметрами) при выходе из строя выходного транзистора. С этой же целью в истоки мощных транзисторов включены индивидуальные плавкие предохранители, назначение которых - отключать неисправный транзистор. Если в результате его пробоя в линейке транзисторов возникает режим, близкий к режиму короткого замыкания, это делает усилитель неработоспособным.
Параллельное включение мощных МДП ПТ не создает дополнительных трудностей при расчете и настройке УМ. Уменьшение КПД усилителя по сравнению с аналогичным по построению усилителем (см. рис.12) связано в основном с использованием транзисторов по мощности в 100-Вт усилителе. При снижении уровня выходной мощности до 50 Вт КПД усилителя возрастает до 85%, а электронный КПД -до 90%. Приведенные на рис.13 значения параметров элементов соответствуют частоте 2,9 МГц.
Пик-фактор напряжения на стоках транзисторов КП904 равен 2,8, а сами транзисторы работают в режиме, близком к оптимальному. Пик-фактор напряжения стока в каскадах на транзисторах КП907 равен П=2,1. Транзистор работает в ключевом режиме, однако оптимальность режима не обеспечивается, поскольку оптимальный ключевой режим для данных транзисторов при Uс=27 В и угле отсечки ф=90° был бы опасен из-за значительного пик-фактора, при котором напряжение на стоке может превысить максимально допустимое напряжение, равное 60 В для транзистора КП907.
На рис.14, а приведены экспериментальные и расчетные кривые, иллюстрирующие зависимости КПД, Рвых и hэ от угла отсечки тока стока. Из рисунка видно хорошее приближение расчетных данных к экспериментальным. Следует отметить что область возможных значений углов отсечки оказывается довольно узкой. Увеличению углов отсечки препятствует быстрый рост пик-фактора напряжения на стоке, а уменьшению - рост необходимого напряжения возбуждения, которое довольно скоро начинает совместно с напряжением смещения Uз превышать Uзи доп. Разумеется, при уменьшении уровня Рвыт диапазон возможных изменений углов отсечки тока стока расширяется.
Рис.14. Зависимости выходной мощности и КПД от угла отсечки 0 (а)
и от температуры окружающей среды (б):
--- эксперимент; - - - расчет
Усилитель выполнен на печатной плате. В качестве теплоотвода использован радиатор размерами 130X130X50 мм. В цепях питания транзисторов КП907 использованы стандартные дроссели ДМ-01 индуктивностью 280 мкГн. Дроссели моста сложения намотаны на ферритовых кольцах ВК-30 диам.=26. Дроссель в цепи питания выходного каскада намотан на ферритовом кольце ВЧ-30 диам.=30. Катушка индуктивности в цепи связи выходного каскада с нагрузкой - воздушная, намотана посеребренной проволокой диам.=2,5, диаметр витка 30 мм, L=80 нГн.
Температурные зависимости выходной мощности РВых и КПД ключевого УМ с выходной мощностью 100 Вт приведены на рис.14,б. Из рассмотрения приведенных зависимостей видно, что в диапазоне -60...+60°С, входная мощность УМ изменяется не более чем на ±10%. Незначительное влияние оказывает температура и на КПД, который в указанном диапазоне изменяется на ±5%. При этом наблюдается падение выходной мощности и КПД с ростом температуры, связанное с уменьшением крутизны 5 с ростом температуры. В обычном диапазоне температур -60 ... +60° С изменение hэ и Рвых незначительно, причем это достигается без каких-либо специальных мер термостабилизации УМ. Последнее также является достоинством мощных МДП-транзисторов.
Литература:
СХЕМОТЕХНИКА УСТРОЙСТВ НА МОЩНЫХ ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ.СПРАВОЧНИК. Под редакцией В.П.ДЬЯКОНОВА
Представляю Вашему вниманию усилитель мощности для КВ трансивера на полевых транзисторах IRF510.
При входной мощности порядка 1 ватта, на выходе легко получается 100-150 ватт.
сразу прошу извинения за качество схемы.
Усилитель двухкаскадный. Оба каскада выполнены на популярных и дешёвых ключевых мосфетах,что выгодно отличает данную конструкцию от многих других.Первый каскад - однотактный. Согласование по входу с источником сигнала 50 Ом достигнуто не самым лучшим, но простым способом - применением на входе резистора R4 номиналом 51 Ом. Нагрузкой каскада является первичная обмотка междукаскадного согласующего трансформатора. Каскад охвачен цепью отрицательной обратной связи для выравнивания частотной характеристики. L1, входящая в эту цепь, уменьшает ООС в области высших частот и тем самым поднимает усиление. Такую же цель преследует установка C1 параллельно резистору в истоке транзистора. Второй каскад - двухтактный. С целью минимизации гармоник применено раздельное смещение плеч каскада. Каждое плечо также охвачено цепью ООС. Нагрузка каскада - трансформатор Tr3, а согласование и переход на несимметричную нагрузку обеспечивает Tr2. Смещение каждого каскада и соответственно - ток покоя, выставляются раздельно при помощи подстроечных резисторов. Напряжение на эти резисторы подаётся через ключ PTT на транзисторе Т6. Переключение на TX происходит при замыкании точки PTT на землю. Напряжение смещения стабилизировано на уровне 5в интегральным стабилизатором. В целом очень несложная схема с хорошими эксплуатационными характеристиками.
Теперь о деталях. Все транзисторы усилителя - IRF510. Можно применить и другие, но с ними можно ожидать увеличения завала усиления в области частот выше 20Мгц, так как входная и проходная ёмкости транзисторов IRF-510 наиболее низкие из всей линейки ключевых мосфетов. Если удастся найти транзисторы MS-1307, то можно рассчитывать на значительное улучшение работы усилителя в области высших частот. Но вот дорогие они… Индуктивность дросселей Др1 и Др2 некритична - они намотаны на кольцах из феррита 1000НН проводом 0.8 в один слой до заполнения. Всё конденсаторы - smd. Конденсаторы С5,С6 и особенно - С14, С15 должны иметь достаточную реактивную мощность. При необходимости можно применить несколько конденсаторов,включённых в параллель. Для обеспечения качественной работы усилителя необходимо особое внимание уделить изготовлению трансформаторов. Тr3 намотан на кольце из феррита 600НН внешним диаметром 22мм и содержит 2 обмотки по 7 витков. Наматывается в два провода, которые слегка скручиваются. Провод - ПЭЛ-2 0.9.
Тr1 и Tr2 - выполнены по классической конструкции одновиткового ШПТ (aka "бинокль"). Tr1 выполнен на 10 кольцах (2 столба по 5) из феррита 1000НН диаметром 12мм. Обмотки выполнены толстым проводом МГТФ. Первая содержит 5 витков,вторая - 2 витка. Хорошие результаты даёт выполнение обмоток из нескольких включенных в параллель проводов меньшего сечения. Tr2 выполнен с использованием ферритовых трубочек,снятых с сигнальных шнуров мониторов. Внутрь их отверстий плотно вставлены медные трубки,которые и образуют один виток - первичную обмотку. Внутри намотана вторичная обмотка, которая содержит 4 витка и выполнена проводом МГТФ. (7 проводов в параллель). В данной схеме отсутствуют элементы защиты выходного каскада от высокого КСВ, кроме встроенных конструктивных диодов, которые эффективно защищают транзисторы от "мгновенных" перенапряжений на стоках. Защитой от КСВ занимается отдельный узел, построенный на базе КСВ-метра и снижающий питающее напряжение при росте КСВ выше определённого предела. Эта схема - тема отдельной статьи. Резисторы R1-R4,R7-R9,R17,R10,R11 - типа МЛТ-1.R6 - МЛТ-2. R13,R12 - МЛТ-0.5. Остальные - smd 0.25 вт.
Усилитель мощности на IRF630 для КВ радиостанции за основу усилителя были взяты IRF630 как наиболее дешёвые и распространенные транзисторы. Цена их колеблется от 0,45 до 0,7 $.
Их основные характеристики: UCи макс = 200 В; 1с макс. = 9 А; U3и макс = ±20 В; S = 3000 мА/В; Сзи = 600…850 пФ (в зависимости от фирмы изготовителя); Сси – не более 250 пФ (реально измеренная Сси на 10 транзисторах разных фирм производителей – около 210 пФ); рассеиваемая мощность Рс – 75 Вт.
Транзисторы IRF630 предназначены для работы в импульсных схемах (развёртки мониторов компьютеров, импульсные блоки питания), но при выведении их в режим, близкий к линейному, дают хорошие показатели и в связной аппаратуре. По результатам моих «лабораторных работ» частотная характеристика этих транзисторов, если пытаться скомпенсировать в максимальной степени входную ёмкость, не хуже, чем у КП904. Во всяком случае, устанавливая их вместо КП904, я получал гораздо лучшие результаты как по АЧХ, линейности и усилению, так и по надёжности работы.
Усилитель мощности на IRF630 для КВ радиостанции испытывался при напряжении питания 36-50 В, но наиболее надёжно и эффективно он работал при напряжении питания 40 В, от стабилизированного источника. Расчёт усилителя производился под выходную мощность 80 Вт, чтобы сохранить надёжность работы, хотя с него можно было «выкачивать» и более 100 Вт. Правда надёжность работы транзисторов падала.
Учитывая входную ёмкость IRF630 и тот факт, что эти транзисторы управляются не током, а напряжением, в отличие от биполярных. В данном усилителе не удалось устранить некоторый завал частотной характеристики выше 18 МГц (Рвых 30МГц; 0,7РВых макс) хотя схемотехнические меры принимались. Но это присуще многим схемам, в том числе и на биполярных транзисторах.
Линейные характеристики усилителя хорошие, КПД; 55%, что подтверждает данные, которые приводились в упомянутой выше статье. Самое главное – это дешевизна комплектующих деталей, в том числе и транзисторов. Которые можно свободно приобрести на радиорынках и в фирмах, занимающихся ремонтом компьютерных мониторов и блоков питания. Для получения расчетной мощности на вход усилителя необходимо подать сигнал не более 5 В (эфф.) на нагрузке 50 Ом.
При необходимости коэффициент усиления можно снизить. Уменьшив сопротивление R1, R12, R13 (рис.), при этом остальные характеристики практически не изменятся. Но не стоит забывать, что напряжение пробоя затвора транзисторов не превышает 20 В, т.е. Uвх.эфф.макс. нужно умножить на 1,41.
На VT1 собран предварительный усилитель, который охвачен двумя цепями ООС – R1, С6 (линеаризует работу транзистора и предотвращает самовозбуждение за счет уменьшения коэффициента усиления) и R5, С7* (частотнозависимая ООС, корректирующая АЧХ на «верхних» диапазонах). На VT2, VT3 собран двухтактный оконечный каскад с раздельными цепями установки смещения и аналогичными первому каскаду цепями ООС.
П-фильтры L2, С32, СЗЗ, С37, С38 и L3, С35, С36, С40, С41 служат для приведения выходного сопротивления VT2, VT3, которое составляет около 15 Ом, к 25 Ом. Одновременно это ФНЧ с частотой среза около 34 МГц. После трансформатора сложения мощностей ТЗ выходное сопротивление усилителя становится равным 50 Ом. VD1-VD6 – детектор системы ALC и индикатора перенапряжений в стоковой цепи выходных транзисторов, собранного на VD7, VD8, R21, С39 (при достижении пикового напряжения на стоках VT2, VT3 более 50 В, «загорается» светодиод VD7, что свидетельствует о повышенном КСВ).
При задействовании управляющего напряжения для цепей ALC, которое будет изменять уровень мощности. В зависимости от уровня напряжения на выходе, светодиод не будет «загораться». В любом случае нужно помнить, что выходные каскады на транзисторах нужно подсоединять к антенне через согласующее устройство. Ведь антенна – это не активная нагрузка, и на каждом из диапазонов ведёт себя по разному, даже если и написано, что работает на всех диапазонах.
Монтаж усилитель мощности на IRF630 для КВ радиостанции выполнен на плате из двухстороннего стеклотекстолита, на которой скальпелем вырезаны прямоугольные контактные площадки для узлов схемы и «общего провода». По контуру платы оставлена полоска металлизации «общего провода».
Контактные площадки «общего провода» соединяются сквозными перемычками со сплошной металлизацией второй стороны платы через 2…3 см. Детали располагают в том порядке, как указано на схеме (рис.). Таким способом было изготовлено около десятка усилителей. В процессе наладки они показали хорошую повторяемость, качественную и надёжную работу.
Плата коммутации усилитель мощности на IRF630 для КВ радиостанции:
выполняется любым способом и соединяется проводами с усилителем, реле располагаются у входа и выхода усилителя, а управление ими подводится к коммутационной плате. Подстроенные резисторы R1, R2, R3 (рис.2) нужно применять многооборотные, предварительно установив их движки в нижнее по схеме положение. Для того, чтобы при установке тока покоя резким движением не вывести из строя транзисторы.
В истоковые цепи всех транзисторов (рис.1) введены резисторы, которые уменьшают их крутизну по «постоянке», и тем самым дополнительно их защищают. Эти меры были приняты после того, как, набравшись опыта работы с такими транзисторами и выбросив десятка полтора в мусор, я понял, что такая крутизна по постоянному току не нужна. Установка начального тока каждого выходного транзистора в отдельности сделана для того, чтобы не было надобности перебирать кучу транзисторов.
Предварительно устанавливают токи покоя VT1 около 150 мА и VT2, VT3 – по 60-80 мА, но одинаковые в каждом плече, а более точно – с помощью анализатора спектра. Но, как правило, достаточно просто установить правильно токи покоя.
Теперь поговорим о том, как нужно устанавливать транзисторы. Корпус этих транзисторов (ТО-220) напоминает «пластмассовый» КТ819 с выводом стока на металлическую подложку и металлический фланец. Этого не нужно бояться и крепить их на радиатор можно рядом с платой усилителя мощности по разные стороны через слюдяные прокладки. Но слюда должна быть качественной и предварительно обработана теплопроводящей очищенной от песка пастой. Автор заостряет внимание на этом в связи с тем, что к слюде подводится не только постоянное напряжение, а и напряжение ВЧ.
Конструктивная ёмкость крепежа через слюду входит в ёмкость П-фильтров, так же впрочем, как и выходная емкость транзисторов. Транзисторы лучше прижимать к радиатору не через отверстие во фланце, а дюралевой пластиной, прижимающей два выходных транзистора сразу, что обеспечивает лучшую теплоотдачу и не нарушает слюду. Такой же крепёж и у VT1, только в начале платы.
Трансформаторы мотаются на кольцах из феррита марки НН и, в зависимости от наличия, проницаемостью от 200 до 1000. Размеры колец должны соответствовать мощности, я применил 600НН К22х10,5х6,5. Намотка производилась проводом ПЭЛШО-0,41 для Т1 (5 витков в три провода, 4 скрутки на сантиметр) и ПЭЛ-ШО-0,8 для Т2 (4 витка в два провода, 1 скрутка на сантиметр), ТЗ (6 витков в два провода, 1 скрутка на сантиметр). В связи с тем, что не всегда можно найти провод нужного диаметра в шелковой изоляции. Намотку также можно выполнить проводом ПЭВ-2, обязательно «прозвонив» обмотки между собой после намотки трансформатора.
Кольца перед намоткой обматывают слоем лакоткани.
Данные обмоток для каждого трансформатора зависят от марки и типоразмера применяемых колец и в случае применения иных колец их легко можно высчитать по формуле 12 [С.Г.Бунин и Л.П.Яйленко. «Справочник радиолюбителя-коротковолновика», Киев, «Техника», 1984 г., стр.154], где значение Rk для Т1 – 50, для Т2 -15, для ТЗ – 25.
L2, L3 имеют по 5 витков провода ПЭВ-1,5 на оправке диаметром 8 мм, длина намотки 16 мм. Если эти данные полностью сохранить, подстройку фильтров производить практически не нужно. L1 – стандартный дроссель 100 мкГн должен выдерживать ток не менее 0,3 А (например, Д-0,3). Конденсаторы в выходных ФНЧ применяются трубчатые или любые высокочастотные с соответствующей реактивной мощностью и рабочим напряжением. Аналогичные требования и к С26 -С31.
Все остальные конденсаторы должны быть также рассчитаны на соответствующие рабочие напряжения. После включения и выставления всех режимов по постоянному току, подключают нагрузку и корректируют АЧХ усилителя с помощью ГСС и лампового вольтметра или измерителя АЧХ (автор применял Х1-50). Подбором С7, С10, С19-С22 можно корректировать характеристику в области 14-30 МГц (рис.1). Для «выравнивания» Рвых на ВЧ диапазонах, возможно, дополнительно понадобится подобрать количество битков у Т1 и Т2.
